L6561 功因校正相关原理 （1） 功率因子的定义 将一弦波电压 Vs(t)= 2 Vrmscosωt 加于一负载， 则所得到之电流为 i s(t)= 2 Irmscos(ωt-ψ1)，其中ψ1 为电流与电压之相角差。其中功率因子为: PF= p s = cosψ1 若电流为非弦波时(如输入电压经全波整流后之电流)则含有谐波成份，此电 流之谐波成份亦为影响功率因子之因子。 i s(t)= 2 I1cos(ωt-ψ1)+ΣIncos(nωt-ψn) I1 : Fundamental 电流 In : n 次谐波之电流 Irms : (I20+ I21 +I22+． ． ．I2n)1/2 I0 : 电流之 DC 成分，若在纯 AC 电源中则 I0=0 重新定义 PF: PF= [I1/ Irms]×cosψ1= [I1/(I20+ I21 +I22+． ． ．I2n)1/2] × cosψ1 其中 cosψ1 : Displacement Power factor (DPF) 电流失真成份 Idis= [I2rms－I21]1/2 又可将电流谐波失真的程度表示为 (%THD)= (Idis /I1) × 100% （2） 升压型高功因直流转换器 传统的转换器，为获得较小的涟波的电压，通常于全桥整流完后加入一个 大电容；但大电容意味着在大部分的时间里，线电压都是低于电容电压，也就是 整流二极管的导通时间减小，导通时电流增大，进而造成线电压的失真。 现今则于整流器与输出间插入一级功因校正器电路， 以使输入电流近似 SIN 波形，同时保持与电压同相（In Phase） 。理论上任何的拓朴结构都可以达到高功 因的要求，实际上则使用升压型结构来实现，其理由如下： 1. 使用较少的零件，可以降低成本。 1/24 di 较小，噪声的产生较小，EMI 滤波器可以较小。 dt 3. 开关晶体因为共源级，所以较易驱动。 2. Boost 电感的 其缺点为： 1. 输出直流电压一定要高于输入峰值电压。 2. 由于输出入没有隔离，所以输入突波易在输出端出现。 目前采用二种方法来作 PFC 控制： 1. 固定频率平均电流法：需复杂的控制。Uc3854 2. 固定导通时间、但频率可变的瞬时模式法（L6561 采用此法） 。 操作原理： 图 1 是本文所采用的电路架构，其转换器部份乃由功率二极管 D1 、D2 、 D3、D4 所组成的桥式整流电路， 串接一升压电感 L， 经由适当的控制功率开关 Q， 以调整输出直流电压 Vdc 的大小，并使输入电流自动追随输入电压成为同相位， 进 而达到高功因的要求。 由功率开关 Q 之切换控制，可使得升压电感上的电流操作于边界导通模式； 其工作原理可以下列Ⅰ、Ⅱ两个操作模式来说明： L D + Q D4 D3 D1 D2 vS CO Load Vdc _ 變頻控制 图1 模式Ⅰ： 升压型转换器电路架构图 功率开关 Q 导通时， 构成的等效电路如图 2 所示， 转换器将形成两个独立的回路。 回路 1 是输入电源 v s 对升压电感 L 储能；回路 2 则是由输出电容 Co 与负载所组成， 2/24 此时输出电容将原先所储存之能量提供给负载以维持输出电压 Vdc 。 L D + Q D4 D3 D1 D2 vS CO Load Vdc _ 图2 模式Ⅱ： 功率开关 Q 导通之等效电路 当功率开关 Q 截止，且升压电感 L 之电流大于零时，其等效电路如图 3 所示， 此 时输入电源 vs 及储存于升压电感 L 之能量，一起对输出电容 Co 充电并提供能量给负 载。 L D + Q D4 D3 D1 D2 vS CO Load Vdc _ 图3 功率开关 Q 截止之等效电路 若输入交流电源电压为 v s ( t ) 为： = V m sin ω t ，则由图 2 可得到电感电流的峰值 v ( t ) ? Ton V m ? D ? T s i pk ( t ) = s = sin ω t L L 其中 Ts 为功率开关 Q 之切换周期(Switching period)， D 为责任周期(Duty cycle)。 由上式可以得知，在一输入电压周期内，若功率开关之导通时间保持一定，则电感峰 3/24 值电流的联机将会成为一个 I p ? sin ωt 的波包，如下页图 4 所示，使得输入电流与 输入电压为同相位，达到高功因的要求。由上式可得电感峰值电流之最大值 I p 为： V ?T π V ?T I p = m on sin( ) = m on L 2 L (1-2) 图4 电感电流波形 基于上述之原理，为了使功率开关的导通时间保持一定，以避免输入电流产生 失真，故整个系统回路的交越频率必须远小于输入电压之频率。 （3） L6561 特点、方块图介绍 L6561 是 L6560 的改良版，具有优越的乘法器，在 universal 输入电压时能获 得较佳的 THD 值；同时启动电流亦减低至几十个 uA，而 ZCD(零电流侦测)也具有除 能（Disable）的功能。此外还具备精准的内部参考电压（1%误差） 、输入电流感测端 的内部 RC 滤波器、输出 400mA 能力等等。 此 IC 操作在瞬时模式(即边界导通模式)，可用在电子式安定器、AC-DC 转换 器及切换式电源供应器。 L6561 主要特点： 1. 具磁滞的欠电压锁住功能。 4/24 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 低启动电流（典型值：50uA；保证 90uA 以下） ，可减低功率损失。 内部参考电压于 25℃时只有 1﹪以内的误差率。 除能（Disable）功能，可将系统关闭，降低损耗。 两级的过电压保护。 内部启动及零电流侦测功能。 具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的 THD 值。 在电流侦测输入端，具备内部 RC 滤波器。 高容量的图腾级输出，可以直接驱动 MOSFET。 其脚位图如下页图 5 所示。 图5 L6561 接脚功能如下： PIN 脚 1 2 3 4 5 6 7 名 称 INV COMP MULT CS ZCD GND GD L6561 脚位图 功 误差放大器反相端输入 误差放大器输出 乘法器输入 能 利用电流侦测电阻 Rs，将电流转成电压输入 零电流侦测 接地 为 MOSFET 闸极驱动输入 5/24 8 VCC L6561 的输入工作电压 6/24 方块图描述： 1. 电源供应方块图： 图 6 电源供应方块图 如图 6 由 Vcc 供应电源给’线性电压调整器’，产生 7V 的内部电压，以供给 IC 使用，但输出级则直接由 Vcc 供应。另外 BandGap 电路产生一个精准的内部 2.5V 参 考电压，可用于控制，以达到良好的输出调整率。 如图 7 所示，具备磁滞功能的欠电压锁住（UVLO）比较器，用以确认只有 Vcc 电压足够高时，IC 才会致能，已获得较佳的信赖性。 7/24 图 7 欠电压锁住方块图 2. 误差比较器及过电压保护方块图： 如图 8 所示，误差放大器的反向输入端，经由外部串联分压电阻与输出端 连接，以取得一部分的输出电压，并与内部参考电压做比较，以获得固定的直流 调整电压。 误差放大器通常在输出端与反向输入端之间，使用一个回授电容以作为频 率补偿，因为在半周期内，误差放大器输出必须维持定值已获的高的 PF 值，所以 需要很低的频宽。 为了误差放大器在过电压造成的低饱和，或过电流造成的高饱和之后能快 速回复，误差放大器的动态输出电压被内部箝位电路限制在 2V 到 5.8V 间。 此 IC 提供二级的过电压保护； 于过电压时， 误差放大器的输出趋向低饱和， 但误差放大器响应很慢，所以它会维持一段时间才进入饱和区。但另一方面，一 个过电压必须被立即修正，因此一个基于不同观念的快速过电压保护是必要的。 因为电容并不允许直流电流流过，于稳态时流过 R1 与 R2 电阻的电流是一 样的。 当输出电压因一个负载步阶改变而上升，R1 电流亦跟着上升，但 R2 电流 则因电压固定于 2.5V（因误差放大器反应较慢）而不改变，增加部分的电流则流 经补偿电容，进入误差放大器的输出端，当感测到此情况时，两阶段处理程序将 发生（如图 9 所示） ： ’Soft Braking’：当电流超过达 37uA 时，乘法器的输出电压将强迫下降，如 8/24 此从电源端汲取的能量将会降低，也降低输出电压的上升额度。如此能避免输出 电压超出默认值太多，而达到保护功能。 图8 误差比较器及过电压保护方块图 图 9 过电压动作保护图 假使输出电压忽略了’Soft Braking’的作用而持续增加，导致进入 E/A 的电流 9/24 达 40uA，系统将进行’Sharp Braking’：乘法器的输出端将被拉到低准位，MOSFET 输出级关闭，同时内部启动器也将关闭。当 E/A 的输入电流降低至 10uA，因内部 电流比较器提供磁滞的功能，因此输出级将从低准位被释放，而再一次致能。以 上’Soft Braking’及’Sharp Braking’称为动态过电压保护，他们大部分（非全部）皆 能有效防止因负载突变而生的问题；事实上，他们对输出电压的变化较为敏感。 但对于像负载移除而产生的稳态过电压，则无法提供好的保护。 当过电压持续一段时间（E/A 的输出电压低于 2.25V） ，稳态过电压保护将被 执行：除了将输出级及外部 MOSFET 除能外，亦将内部一些方块功能除能，静态 电流降至 1.4mA；当 E/A 的输出电压回到线性区时，系统将再次致能。 3.零电流侦测及触发方块图： 如图 10 所示，当电感电流减小到零后，ZCD 方块功能将会使 MOSEFT 致能， 使跨于电感上的电压反转。当电路于运作状态时，ZCD 的讯号乃是藉由 Boost 电感 的辅助绕组而来；ZCD 没有讯号时，可由内部启动器（Inter Sarter）藉由强制驱动 器（Driver）送出一脉冲讯号给 MOSFET 闸级以将外部 MOSFET 启动。内部启动 器的重复率大于 70ms(大约 14KHz)，所以在设计时，最大频率必须被考虑。 图 10 零电流侦测及触发方块图 4.除能方块图： 如图 10 所示，ZCD 脚亦可同时致能除能方块；当此脚的电压低于 150mV， 系统将被卸载，消耗将降低。欲重新致能系统，则需将此脚的低电位移除。 5.乘法器方块图： 如图 11 所示，乘法器具有两个输入端：第一个为与输入整流电压成一比例的 取样电压，另一个为 E/A 的输出电压；假若 E/A 的输出电压在半个周期内为定值， 则乘法器的输出亦将会是整流后的 SIN 波形， 并将此信号作为电流比较器的参考讯 10/24 号。而在各周期内，电流比较器限定了 MOSFET 的峰值电流。 图 11 乘法器方块图 6.电流比较器方块图： 如图 12 所示，电流比较器感测到跨于电流侦测电阻（Rs）上的电压，并拿此讯 号与乘法器输出的规划讯号做比较，以决定 MOSEFT 真正关闭的时间。另 PWM 栓 锁则可避免因噪声而造成 MOSEFT 误切换。乘法器的输出被内部箝位器限制于 1.7V；当 Rs 上的电压到达此值，则电流的极限值亦跟着出现。 图 12 7.驱动器方块图： 电流比较器方块图 11/24 如图 13 所示，具有 400mA 供应 / 沉入能力的图腾级输出，能够驱动外 部 MOSFET。当系统发生欠电压锁住（UVLO）情况，内部 Pull-Down 电路将输出固定 在低准位，以确保外部的 MOSFET 不会意外地被触发。 图 13 瞬时功因校正器（T.M. PFC）操作： 驱动器方块图： 交流主电源经过桥式整流后送入升压型转换器；使用切换技术的升压型转 换器，可将输入电压转换到我们需求的输出电压值。电路结构如下图所示： 图 14 电路结构图 L6561 使用所谓的瞬时模式技术（Transition Mode Technique）来达到使输入电 流为 Sin 波形、及电流与电压同相位的目的。 误差放大器将升压转换器输出的取样电压与内部参考电压做比较，并产生正比 于两者差的讯号；若误差放大器的频宽足够小的线Hz） ，则此误差讯号于半 周内可视为一直流值； 此误差讯号将被送入乘法器，并与整流后的输入取样电压做乘绩，乘积结果为 一整流过后的 Sin 波形，其峰值大小与主电压峰值及误差讯号量有关。 乘法器的输出送入电流比较器的’+’端，为 PWM 之 Sin 波形的参考讯号；事实 上，当 CS（即 pin4）的电压（为电感电流与电阻的乘积）与电流比较器 ’+’端的电压 12/24 相等时，MOSFET 的导通动作就被截止。若依此推论，则电感电流的封包将是整流过 后的 Sin 波形。在每一个半周的操作过程，证明系统有固定的导通时间是可能的。从 MOSFET 截止到电感电流为零时，电感对负载做放电释能动作；当电感电流为零， 电 感上无储能，而泄极（Drain）处于浮接状态，此时电感与泄极的总电容产生共振； 泄 极的电压快速掉落到实时线电压之下，而 ZCD 讯号又再次触发 MOSFET 导通，另一 转换周期也跟着开始。 跨越 MOSFET 上的这个小电压，在导通时可以减小切换损失及储存于泄极等 效电容的能量（损失于 MOSFET 内部）的损失。 如图 15 所示为电感电流与 MOSFET 于时间区间之结果；藉由几何学的关系可 证得，从主线路撷取的输入平均电流，恰好是电感峰值电流波形的一半。 系统操作介于连续与不连续的临界模式（虽非正确但已接近） ，这也就是为何 称系统为瞬时模式的功因校正器（TM PFC）的原因。 图 15 电感电流与输入平均电流图 除了简单、外部零件少、及电感体积小（因小电感值）外；因在电感上有高涟 波电流（意味着在整流完后的主回路上拥有高有效值及高噪声之电流） ，所以需要一 个 EMI 滤波器来抵制噪声； 这个缺点限制了瞬时模式功因校正器， 应用于低功率范围。 应用电路： 图 16 应用电路图 13/24 输出电压经 R7、R8 分压后，可于 pin1 得出正比于输出电压之回授电压，此电压 与 IC 内部 2.5V 之参考电位做比较后，再经 pin1 与 pin2 两端之补偿网络输出，以作 为内部的乘法器输入之一；同时 60Hz 电源电压经 R9、R10 分压，于 pin3 得到一弦波 电压 Vs(t)，亦为乘法器的另一输入源，这两个电压经乘法器乘绩后，可得一比例之弦 波参考电压 Vr(t)，此弦波参考电压 Vr(t)乃做为功率开关截止时机之依据。当 pin7 闸极 驱动信号使 MOSFET 导通时，电感电流依 di/dt 斜率上升，流经 sense resister R6，取 电阻 R6 之跨压 V4 经 pin4 与参考电压 Vr(t)做比较，当 V4＞Vr(t)时，pin7 pull down， 使 MOSFET 截止。choke 中，另一组辅助线 稳定电源外，另提 供 switch 导通之控制。当 MOSFET 截止时，主线圈极性反转，辅助线圈此时 dot 为 正电位，提供 pin8(Vcc)电源与 pin5(ZCD : zero current detector)之参考电位。当主线圈 之能量释放完毕时(因工作于 continuous and discontinuous boundary，此时电流为 0)， 辅助线圈之电位亦下降，所以 pin5 之参考电位随之下降，由于 ZCD 内部电路为负缘 触发， 在下降至 1.8V 以下时则触发内部之 RS flip-flop 使 pin7 pull high 而使 MOSFET 导通。 因此可看出经由主动式 PFC 所得之平均电流波形为一完整之弦波，且其相位 与 AC 电源同相。经由主动式功率因子校正所得之 PF 值可达 0.98 以上。 14/24 设计准则： 以下描述一些设计准则，基本的设计规范考虑以下数据： ? 主输入电压范围：Virms(min) ~ Virms(max) ? ? ? ? ? ? ? ? ? 输出直流电压值：Vo 额定输出功率：Po 最小切换频率：fsw 最小输出电压涟波：ΔVo 最大公认超越电压：ΔVovp 期望效率：η 输入功率：Pi（= Po/η） 最大主有效值电流：Irms（=Pi/Virms(min)） 额定输出电流：Io（=Po/Vo） 电源部分设计： 输入桥式二极管： 输入桥式整流：使用标准慢速、低价的二极管即可。必须考虑最大输入电流 （Irms） ，最大峰值电压及二极管相关的热资料。 输入电容： 输入高频率波电容（Cin）可减少来自高频电感电流涟波的切换噪声。最差 的情况将发生于最小额定输入电压的峰值时，最大高频涟波电压通常被抑制于最小 输入额定电压的1﹪到10﹪之间，可藉由一系数表示（r=0.01到0.1） 。但实际则需将 EMI滤波器也考虑进去。 输出电容： 输出电容与直流公认突波输出电压值、输出功率和期望的电压涟波有关。当 选择一个低ESR值的电容，其值为 其中f为主电源频率；ΔVo通常为输出电压的1﹪到5﹪。 假若考虑系统的保持时间，则采用下列公式 15/24 Vo_min是考虑负载调整及输出涟波电压值的最小输出电压； Vop_min则是系统侦测 出藉由PFC 所供应的电源失败（Power Fail）之前，最小输出操作电压。 升压电感： 设计电感包含许多的参数，也有不同的方法可以使用。首先电感值必须先定义， 使系统最小的切换频率大于内部启动器的最大频率，以确保系统于正确的TM操作。 假设为单位功因，则 其中 ：为电感电流的最大值；Ton、Toff：为开关的ON、OFF时间。而 线频峰值电流（与输入功率及线电压有关）的两倍，即 为 将上述的关系式，用Ton、Toff表示，经过代数运算，可以算出在一周期内的实 时切换频率为 fsw最小值发生于线?） ，最大值发生于线?） ； 最小系统切换频率可能发生于最大或最小线电压。者电感值定义如下 式中的Virms可以为Virms(min)或Virms(max)，不论何者都给电感较小的值。最小 的切换频率建议为15KHz，以不干扰内部启动器。电感值已定义完成，则实际的设计 可以开始： 考虑磁性材料、几何形状（因高电压造成需要隔离）、操作频率范围，选择高频 亚铁盐（Ferrite）材料、具空气心、绕线架的铁心组。由于供应厂商制作的型式有很 多变化，最终选择以技术及经济上的考虑为主。 铁心尺寸的大小，采用以下的经验公式： 其中体积单位为 ；电感单位为mH。 接着绕组必须被定义，线圈数与绕线面积须被量化；储存于电感的最大实时能量 为 可储存于磁场内（可由最大能量密度与铁心有效体积【Ve 】的乘积表 16/24 示之） ，即 式中的Ae为铁心有效截面积，Ie为有效磁通路径的长度（两者皆可由铁心的数 据中找到） ，ΔH为磁场强度的变化量，ΔB为磁通密度的变化量。 未避免因高导磁率而造成铁心饱和，及允许足够的磁场强度变化量，使用一个 气隙是必要的。尽管气隙长度Igap为Ie的很小百分比值，亚铁盐（Ferrite）铁心的导磁 率是很高（典型值为 ），假定所有的磁场皆集中于气隙是可能的，且有良好 的近似值（ ）；例如1﹪的Igap/Ie（为最小的建议值）约与假设值有 4﹪的 误差；假若Igap/Ie值越大，则误差将会减少。 忽略气隙区域边缘的漏磁，能量平衡重新写成 通过铁心及气隙的ΔB为磁通密度是一样的，且与气隙中的磁场强度有以下的关 系： 于气隙区域使用安培定律，可得 从能量平衡关系式可以得出 式中的N是绕组的圈数。 N若决定了，建议确认铁心是否饱和；若是结果太接近临界值，则需增加气隙 的距离，并从新计算一遍。绕线之选择则需考虑铜损大小能在可接受的范围： Rcu由于受到高频涟波影响，使集肤及邻近效应变明显，造成损失增加；所以建 议使用Litz线或多股线。最后绕线的面积需要被考虑；若是使绕线架的绕线面积不符， 则考虑使用一个更大的铁心组，并重新计算绕组。 为了使ZCD脚能辨别电感电流流到零，增加一辅助绕组是必须的；采用低售价 及细薄的绕线组。绕线的圈数是唯一需要被定义的参数。 功率MOSFET： 17/24 MOSFET的选择主要考虑与输出功率相关的 ；由于输出电压将晶体的反向 偏压电压给固定住了，故考虑耐压时就需加上最大突波电压及安全余裕度等因素。 导通损失（Conduction Loss）如下式所示： 其中 切换损失（Switching Loss）是因于TM操作下，在晶体关闭（Turn-off）时电流电压面 积交叉所造成 式中的tfall是晶体关闭时的交越时间（Crossover time） 。 而晶体导通时（Turn-on）的损失则导因于MOSFET内部的泄极总电容放电，其 值如下式： 式中的 是MOSFET的泄极内部电容； 和 是外部寄生总电容； 是MOSFET 于导通时泄极的电压。 因为 是沿着每半周期输入电压在改变的， 特别是 ，不仅受到输入SIN电压波形变化而改变，还受到升压电感与泄极总电容造成 谐振而产生的电压降影响（如图17） 。在经验上对总切换损失做一粗略的估算是可行 的。因此于在低电压输入时， 在每半周期的特定部分，将会为零。 图17 升压二极管： 泄极电压图 18/24 此飞轮二极管需采用快速型的；直流（ DC）电流值和有效值（ RMS）电流值对 于损失的计算是非常有用的，表示如下 导通损失可以用下是估计： 式中Vto（临界电压Threshold Voltage）和Rd（差动电阻Differential Resistance） 皆 是二极管的参数。至于反向偏压和MOSFT一样。 偏压电路 第一脚（INV） ： 与E/A的反向输入端及OVP电路相连接，一个分压电阻串于输出电压端与此脚之 间。内部E/A之非反向输入端有2.5V的参考电压。内部OVP警告电流为40uA；R7、R8 的选择方法如下： 第二脚（COMP） ： 为E/A输出端，同时亦为乘法器的两个输入之一；一个回授网络置于此脚与第一 脚之间，此补偿网络借着减小频宽以避免系统的干扰，以便控制输出电压的涟波 （100~120Hz） 。 最简单的情况为一颗电容当成补偿网络，它提供了低频率极点和高的直流增益； 一个简单的标准可以定义此电容值：即设定频宽为20~30Hz之间。 第三脚（MULT） ： 为乘法器的第二输入脚；经由分压电阻，取得SIN输入波形的一部份电压，来当 成参考信号。乘法器可由以下关系描述： 19/24 Vcs（乘法器输出）为电流感测的参考讯号；K为乘法器的增益。一个完整的描 述如图18所示；它显示了乘法器的特性曲线V可以 保证乘法器操作于线性区域；而在特性曲线族中， 的最大斜率值至 少有1.65。基于这个考虑，可以依以下的方法，来设定乘法器的适当工作点： 首先选择VMULT的最大值VMULT PKX（发生在最大输入电压时） 。所以在宽范 围输入时，此值应该在3V或其附近在；而在单输入电压时，此值应该要少一点。最小 的峰值发生于最小输入电压时，表示如下 此值乘于 的最小保证值，将得到乘法器的最大峰值输出电压 如果 并从新计算。则 超过电流感测1.6V的线性区域，则必须取一个较小的VMULT PKX， R10的选择：以流过此电阻的电流为数百uA为基准，以降低功率损失。 20/24 图18 乘法器的特性曲线族图 第四脚（CS） ： 为电流比较器的反向输入端，经由此脚L6561可以知道实时的电感电流，并藉一 外部感测电阻Rs将之转换为一等比例的电压；当此脚的讯号超过由乘法器输出所设定 的临界电压，PWM的栓锁就被重置、MOSFET就被关闭；在PWM栓锁还未被ZCD讯 号设定之前，MOSFET都会在关闭的状态。另有一内部电路作以下动作确认：在第四 脚讯号消失前，PWM栓锁不能被设定。 感测电阻值由下是计算： 其中 Rs上所消耗的功率（如下式）不要超过额定功率的1﹪。 内部1.8V（最大）稽纳二极管将PWM比较器的非反向输入端做限制，已设定临 界电流值，所以流经电阻的最大电流值为 此值也是可以流过电感的最大电流，我们可以使用这个值来确认铁心是否饱和。 第五脚（ZCD） ： 此脚为零电流侦测电路的输入脚，经由一限流电阻连接到升压电感的辅助绕组。 零电流侦测电路为负缘触发： 当这脚的电压低于1.6V时PWM栓锁电路设定、 MOSFET 导通；然而，在此之前，电路需先被防护：亦即在此脚电压下降到1.6V之前，此脚需 先有一个由MOSFET关闭所造成的2.1V正缘触发才可以。 最大主/辅助线圈匝数比m，必须确定在MOSFET关闭时，能够传送足够的电压以 防护零电流侦测电路。 假若绕组也有供应IC电源，在Vcc电压范围内上述的原则可能不会兼容。为解决 此一不兼容的问题，图16的自供应网络可以被使用；限流电阻的最小值为，在跨于辅 助绕组最大电压时，有3mA的电流流进此脚。 可以采用微调的方法，使MOSFET导通的时间，恰好发生在泄极震荡电压谷底时 21/24 （完全释能的电感与泄极电容产生震荡，参考图19） ，来得到实际的值，如此可使在 导通时的损耗减为最小。 图19 泄极谐振时的电压图 若是此脚直接由外部驱动讯号驱动，则L6561将于此信号（的负缘）同步。若是 此脚空接，L6561将以内部启动器频率工作；在此情况下，很明显的并非在TM模式操 作、亦不会有高的PF值。但此特性可以在其它应用场合使用。 此脚亦包含了除能（Disable）功能；若是此脚的电压低于150mV时，系统就会关 闭。为了如此，从此脚沉入的电流需10mA以上。IC的静态电流大约将减至1.4mA。 当 外部Pull-down被移除，由于内部150uA产生器将拉高（Pull-up）此脚，系统将会重新 启动。 第六脚（GND） ： 此脚做为讯号内部电路电流、与门驱动电流的返回路径。当在Layout PCB板时， 此两条路径应要分开。 第七脚（GD） ： 为驱动器的输出，具有提供/沉入400mA的驱动能力。 为了避免当供应芯片的电压 低于UVLO临界准位时所造成的泄漏电流，而造成外部MOSFET多余的导通，内部的 Pull-down电路将使此脚保持为低准位。此电路保证在当 Vcc3V时，此脚的最大电压 为0.3V （Isink=10mA） ； 如此可以允许忘记于闸极与源极间加电阻 （为了达同样目的） 。 22/24 第八脚（Vcc） ： 为系统电源的供应脚，此脚与外部的启动电路（经由一个电阻连接到主电源上） 和自供应电路连接。 不论自供应系统的架构为何， 一定有一个电容连接于此脚与地端。 为了启动L6561，此脚的电压必须超过13V（最大值） ；若低于此值则IC并不会工 作，同时从Vcc消耗的电流将小于90uA；并允许使用高启动电阻（数百 KΩ） ，以在低 负载时，降低功率损失和提高系统效率（特别是宽输入范围的应用场合） 。 当系统在操作情况时，损耗的电流（不包含闸极驱动）与操作情况关联，但最大 不超过4.5mA。 IC只有于供应电压在欠电压锁住临界电压（最大10.3V）之上时，才能持续工作； 若是Vcc电压超过内部稽纳二极管18V（额定电流30mA） ，二极管便会动作，做电压箝 住；于此情况下功率损耗会有相当的程度增加。 EE19- 20MAX 19MAX 16MAX 1 BOTTOM VIEW 3 10.5+/-0.5 4 5.0+/0.3 6 4+/-1 23/24 E1,E2 1 4 N2 E2 N1 3 N2 6 N1 E1 BOBBIN EE19(PC40) Lp=700μH（132KHz） 24/24